论文 | 用于感应加热应用的全保护Protected IGBT

因为能够提供高能效和高精准度加热功率等诸多的好处，感应加热在当今非常流行；通常，电磁炉都采用软开关的准谐振拓扑来降低开关损耗和EMI；SEPR(单端并联谐振) 拓扑已经应用在2.2KW功率以下的单头炉很多年了，因为较低的系统成本，现在越来越多的多头炉也开始使用SEPR拓扑，如图1.1所示。SPER拓扑主要采用大于或等于1200V的IGBT；因为需要双向开关，主要采用新型逆导型RC-IGBT，通过控制IGBT的开通时间来调节输出功率。

SEPR感应加热主要的瓶颈是不可控的高谐振电压，所以必须采用高压器件；因为电网电压会被谐振放大，当集电极峰值电流时，IGBT会在主开关周期经历非常高的电压；根据谐振网络的设计和负载的特性阻抗，典型的集电极-发射极峰值电压可以达到1100V。

尽管在系统设计良好情况下，让IGBT在安全条件下运行，但仍有可能超过IGBT限值的情况（如图1.2的条件1，2，4和5），图1.2总结了IGBT在实际应用中可能的不同工作条件：

1 由于谐振电容器的充电，在初始通电期间，集电极电流峰值非常高。对于设计良好的布局，峰值电流主要受IGBT跨导的限制。

2 由于过零电压开通条件的丢失，集电极的高开通电流峰值（当谐振电容未完全充电时，IGBT开启）。

3 正常运行条件，IGBT零电压开通，IGBT软开关关断。

4 关断集电极峰值电流高于IGBT安全工作区（SOA）允许的最大Ic。

5 集电极-发射极峰值电压（VCE）高于IGBT的击穿电压。

SEPR拓扑的正常和极端工况：启动时集电极高电流尖峰（条件1）、非零电压开关开通（条件2）、正常运行（条件3）、关断超过IGBT最大脉冲集电极电流（条件4）、集电极－发射极电压超过IGBT的击穿电压（条件5）

条件1到3发生在系统正常运行期间，取决于负载类型和输出功率。条件4也可能发生在正常操作期间，例如，锅突然从烹饪平面上移开。当谐振电感中存储的能量过多时，过电流可能会在随后的IGBT关断时刻（条件5）中触发过电压。条件4和5也可能发生在浪涌期间，或由于电网电压不稳定（电源中断、电压骤降等）。因此，一个完整的SEPR感应加热系统还包括额外的电路，该电路应能够识别异常操作，并适当停用该系统，以免超过IGBT的最大额定值。然而，尽管有额外的保护，当系统没有及时反应时，仍然可能导致IGBT损坏。为了保证对图1.2所示的不安全条件有足够的保护，英飞凌开发了F系列全保护Protected IGBT，专门针对感应加热应用，是将IGBT和栅极驱动IC集成在一起的解决方案。

全保护Protected IGBT是TRENCHSTOP™ Feature IGBT家族的第一款产品，为标准单管IGBT带来了新功能。

创新的全保护Protected IGBT将RC-H5 20A 1350V IGBT与独具特色的栅极驱动IC结合在一起,采用TO-247 6pin封装，用于感应加热应用。典型应用电路如图1.3所示。

全保护Protected IGBT不仅具备业界最佳IGBT性能，充分考虑IGBT在感应加热应用及其他软开关应用中的阻断电压、静态损耗和开关损耗，而且集成诸多保护功能。除提供基本的过压、过流和过温保护，还包含如独特的有源钳位控制、故障状态通知以及两级电流开通，可大大降低典型的高启动峰值电流。内部框图如图1.4所示。

快速增长的感应加热应用需要更好的性能和更高的可靠性，因此全保护Protected IGBT集成保护功能提供一种实现简单但功能强大的解决方案，提高整体系统可靠性，减少维护成本并提高品牌美誉度。

1 采用TO-247 6pin封装

2 采用针对软开关应用的RC-H5 IGBT 20A 1350V

3 栅极驱动IC：

 -过压、过流、过温保护

 -可编程过压阈值、逐周期过流阈值

 -有源钳位控制两级电流开通

 -温度报警

 -VCC UVLO

 -所有引脚集成ESD保护和闭锁抗扰度

如图2.1所示，全保护Protected IGBT实现了逐周期电流限制，该限制独立于MCU的控制信号，限制了IGBT的最大电流。通过适当的最大电流设置，可以避免如图1.2所示的条件4发生；

电流限制也有一个主要的安全特性，当它限制了谐振负载的最大能量，从而就限制了IGBT在关断阶段的最大电压。

表1为与全保护Protected IGBT电流限制功能相关的数据表参数。两个主要参数是：

1 过电流阈值（VCSTH-），其典型值为-200 mV，最大变化为±5%。

2 过流检测内部消隐时间（tCSBLK）：为了避免不必要的噪声引起的电流限制触发，内部消隐时间通常为4μs。

电流检测消隐时间在IGBT开通时特别有用。如图2.1所示，如果电流尖峰持续时间短于TCSBLK，则忽略触发电流感应（CS）限制以及在IGBT开启后发生的电流尖峰。因此，如果IGBT在硬开关条件下开通（即在检锅阶段，或当系统在低输入功率水平下运行时），则随后的高电流尖峰不会产生错误的过电流触发。另一方面，如果在TCSBLK后IGBT电流超过阈值，则IGBT立即关闭。

在典型的SEPR应用中，电流检测通常用于控制逆变器的输出功率。由于大部分时间IGBT电流被检测，同样的信号可以用于电流限制输入。由于VCSTH-是负的，应使用如图2.2a所示的典型布线。这种电路还具有从栅极驱动回路中移除检测电阻器的优点。此外，应将一个通常为1kOhm的电阻串联到CS输入端，以限制由于瞬态而通过内部ESD二极管的电流（图2.2a中的R1）。

如果用于功率控制的电流检测信号必须为正（因为它是由MCU的AD直接检测的），则可以如图2.2b。

全保护Protected IGBT的第二个重要特点是有源钳位控制（ACC），它提供了一个可编程的钳位水平，以保持IGBT两端的电压低于其击穿电压。即使在发生浪涌瞬变的情况下，有源钳位也会起作用，而这种瞬变不受CS保护的完全限制。为了保证IGBT在实际应用中出现的典型浪涌情况下的安全运行，两种保护机制共同工作。

有源钳位控制通过闭环反馈动态开启IGBT，以保持IGBT两端的电压不变，直到浪涌能量消散。有源钳位为两个阶段工作，如图2.3所示。

当VDET管脚上的电压超过第一个阈值（VDET+1）时，ACC接管，IGBT打开5μs（tclamp1），以保持VDET管脚上的电压与VDET+1的电压一致。当IGBT将集电极电压调节到所需的钳位电压后，IGBT被关闭。

如果电感的能量在前5μs内没有完全耗散，那么在IGBT关闭后，VDET电压又继续开始上升，最终会越过第二个VDET阈值（VDET+2），该阈值比VDET+1高11%。当这种情况发生时，IGBT再次打开并保持打开，以调节VDET，从而调节集电极电压。

在ACC控制IGBT的阶段，器件INN引脚将过压状态反馈给微控制器（MCU），如第2.4节所述。

有源钳位控制保持有效状态，直到VDET的电压在第一个钳位阶段降至VDET1+以下，或在第二个阶段降至VDET2+以下。通过上述两步钳位，与连续钳位相比，IGBT需要耗散的总能量显著降低。

第三个内部VDET阈值（VRST-）阻止IGBT的重新导通，直到集电极-发射极电压降至可编程重启电压以下。附加的消隐时间（tovt）防止IGBT在ACC解除后立即打开。IGBT重新激活前的最小等待时间为3ms（见表2中的tovt值）

阈值VRST-也用于正常操作，以防止在集电极电压高于重启电压（即由于来自单片机的不必要的噪声感应开启）时打开IGBT。表2显示了与全保护Protected IGBT的有源钳位控制功能相关的数据表参数值。

过电压模式的三个阈值电压可以通过集电极和器件的VDET引脚之间的电阻分压电路进行编程，如图2.4所示。由于类似的网络通常用于集电极-发射极电压过零检测，因此所需的附加组件受到限制。

电阻值可以从三个阈值电压中的任何一个开始计算。例如，如果使用第一个阈值，则在选择R1值之后，R2的计算由以下公式导出：

作为Vclamp1第一钳位电压的选择值。

选择合适的电阻分压器网络后，第二钳位电压（Vclamp2）和重新启动电压（VRST）可很容易通过以下公式计算：

理论上， R1的值可以任意选取以最小化系统的静态电流消耗。

在噪声比较严重的条件下，简单的电阻分压网络可能不足以保证VDET管脚上的电压值稳定。因此，可以将附加的滤波器电容与R2并联（图2.4中的电容C1）。利用这种电路，不能任意选择R1的值，而是需要与C1的值一起确定，以便充分过滤VDET电压上的噪声。

在SEPR转换器的运行过程中，存在IGBT不在零电压下导通的情况（图1.2，条件1和2）。如果VGE被快速驱动到额定值，IGBT会出现一个大的电流尖峰，这会增加IGBT本身和谐振电容上的应力。从长远来看，这可能会降低系统的可靠性。此外，通电电流尖峰也明显恶化了系统的电磁干扰行为。在第一次IGBT导通（条件1）期间，当器件必须将谐振电容充电到总线电压时，导通电流尖峰特别高。这种情况通常在炉顶上的容器检测阶段重复几次。通常情况下，感应灶制造商使用大量重复的启动脉冲和最高允许的总线电压测试系统，以检查在高电流应力下组件的最大能力。当系统在关断阶段由于电感器中存储的能量不足而无法实现零电压开关导通时，也可能在低输出功率（条件2）下发生硬开关导通。

因此，为了提高系统的可靠性，降低硬开关开通时的电流尖峰是非常重要的。为此，全保护Protected IGBT采用两级电流开通。控制策略如图2.5所示，第一种电流（Io1+）足够低，以限制栅极电容在开启的初始阶段的充电。第二电流电平（Io2+）略大，保证栅极电压达到所需的稳态值，不增加IGBT的导通损耗。

全保护Protected IGBT INN引脚用于控制IGBT，并在运行过程中反馈器件的状态。它作为输入，以低电平有效逻辑方式控制IGBT的导通时间。在IGBT的关断期间，INN引脚由诊断块控制，以便根据器件的状态拉高电压电平（见表3）。全保护Protected IGBT的输入内部框图如图2.6所示。

为了避免不必要的电流流入/流出INN管脚，驱动受保护IGBT的MCU管脚必须在IGBT必须关闭时置于高阻抗模式。这可以通过使用MCU引脚的开漏配置来实现（如图2.6所示）。

INN的施密特触发器输入是为了保证低至3.3v控制器的兼容性。根据图2.7，施密特触发器输入和噪声滤波器为短输入脉冲提供了有利的噪声抑制。

1 如果设备温度保持在第一阈值（TvjTW）以下，则设备在正常状态下工作。在此状态下，INN反馈电压通常为2.5 V（如VIP Unf参数所示）。

2 当温度超过第一阈值时，该装置通过INN引脚向系统MCU生成过温警告反馈，以便其能够作出反应，并作为示例，提高系统风扇的速度。数据表中提供了过温条件下的INN反馈电压值作为参数变量VIP Utw。

3 如果温度进一步升高（如由于风扇故障）并超过第二阈值（Tvj SD），OGBT将立即关闭，设备将忽略来自MCU的所有控制。在温度降至温度重置阈值（Tvj RST）以下之前，此状态保持不变。

调节过温保护行为的三个阈值的值如表4所示。

全保护Protected IGBT具有独特的保护特性，大大提高了器件在应用中的可靠性。然而，在系统设计中必须小心，以确保在所有应用条件下具有适当且可重复的功能。必须考虑的最重要的方面是，共封装的驱动IC与IGBT相同GND连接。这意味着该节点位于主IGBT电流路径中，因此可能由于封装的寄生电感（连接线、引线等）而受到明显的波动。为了有效地屏蔽驱动IC上的干扰，应使用额外的旁路电容，特别是靠近最敏感的引脚。全保护Protected IGBT的典型应用示意图如图3.1所示。

驱动IC的电源必须尽可能稳定。为此，应将旁路电容器（图3.1中的C3）放置在尽可能靠近器件引脚的位置（建议最小值为1μF）。

电流检测是全保护Protected IGBT中最敏感的模块，因为它依赖于毫伏范围内的电压水平。因此，进入CS引脚的信号必须尽可能干净。在这方面，首先要采取的措施是将滤波电容器与电流检测电阻（图3.1中的电容器C2）并联放置。这个电容的目的是过滤由电流检测电阻的寄生电感产生的尖峰。为了强烈减少这种尖峰的产生，建议使用低寄生电感的检测电阻。

此外，应在CS和GND引脚（电容器C4）之间放置第二个旁路电容。这种电容的主要目的是减少接地通路中寄生电感产生的尖峰。为了减少这种电感，带保护的IGBT的发射极引线必须尽可能靠近器件的主体。或者，旁路电容器C4也必须非常靠近封装体。虽然C4过滤地面反弹的CS引脚，它也作为一个低通滤波器连接电阻R4和R5。因此，必须正确选择C4、R4和R5的值，以保证IGBT的正确映射，从而不影响过电流限制的正常功能。

如第2.2节所述，全保护Protected IGBT实现有源钳位控制块，防止集电极到发射极的电压上升到IGBT的击穿电压以上。至于电流检测一样，ACC块使用集电极到发射极电压的映射，该映射必须在VDET引脚外部提供。由于稳定的电压对这个模块也很重要，建议在VDET和GND引脚之间放置一个旁路电容器（图3.1中的C1）。第3.2节中关于低通滤波器设计的相同考虑也适用于此。

应在INN输入端串联一个100欧姆的电阻，以限制由于瞬态而通过内部ESD二极管的电流。

由于共封装驱动IC的高灵敏度，建议旁路电容尽可能靠近器件本体。此外，导线应尽可能缩短，以减少额外的杂散电感。

布板示例如图4.1所示。布板参考图3.1所示的示意图。除检测电阻外，所有部件均为SMD 1206。R2和C1为SMD 0805。     

由于1206 SMD电阻器的额定电压有限，图3.1中的电阻器R1已通过五个串联电阻器（R1_1…R1_5）实现。